一种DC-DC开关电源的电感电流预估方法

一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法
技术领域
1.本发明属于开关电源领域，尤其涉及一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法。
技术背景
2.随着科技的不断发展，多种多样的电子设备出现在人们的生活中，小到各种便携穿戴电子设备，如手机、智能手表、平板电脑，大到汽车电子、医疗器械等，都影响和改善着人们的生活。消费类电子不断迭代更新，功能也是越来越强大，这也要求电子产品有一个稳定的供电系统来维持其正常工作。同时电子产品体积越来越小，在电池技术没有突破性的革新前，只能通过高性能的电源管理芯片来提高其供电效率。
3.目前，开关电源的发展趋势主要集中在高效率，小面积，快速瞬态响应，大驱动能力和数字化，其中数字化的研究是开关电源中发展最快的分支之一。预计到2022年数字管理集成电路(integratedcircuit，ic)的全球市场将高达42亿美元，其中数字电源管理芯片在照明，消费电子，工业和汽车电子等市场的占用率也在不断增加。相对于模拟控制的电源芯片，数字控制dc-dc开关电源更容易嵌入到各种soc芯片中，从而实现高集成度。另外，数字控制可以实现更复杂的控制算法，数字开关电源在调试和监测芯片各种参数时会更加灵活，数字控制能减小控制系统分立器件的数量，改善系统可靠性。
4.在dc-dc开关电源中，电感电流是控制电路的重要反馈信号，用于电流模式控制器的环路控制，如平均电流模式控制器、峰值电流模式控制器、电流滞后控制器等。它也用于转换器的过电流保护，因此在大多数dc-dc开关电源系统中，需要实时测量电感电流信息，来保持系统安全运行。一般来说，dc-dc开关电源的电流测量方法可分为电压降测量法和基于观测器的测量法。在基于电压降的方法中，通过电流流过感测电阻器或mosfet引起的电压降中提取电流信息。基于观测器的系统通常通过功率级电感上的电压来估计电流。
5.在大多数情况下，现有的方法不太适合开关电源的数字控制器集成，其中总体尺寸、系统成本和总体效率是主要难点。基于电压降的方法要么降低转换器的效率，要么需要高带宽的放大器，这在最新的cmos数字工艺中非常具有挑战性。这是由于标准数字电路的电源电压非常有限，传统的模拟结构无法使用。因此，这种架构需要体积更大、可靠性更低的多芯片解决方案，需要用不同的ic技术实现传感电路和控制器。另一方面，基于观测器的方法准确性有限，电流估算依赖于电感值和等效串联电阻值的先验数据，这取决于工作条件和外部影响下的变化。此外，对于数字控制器的实现，传感器输出的信号还需要通过模数转换器(analog to digital converter，adc)传输到数字控制器中，如果要在控制器中使用电感电流的开关频率分量，即交流纹波量，则需要具有远高于开关频率的采样率的高带宽电流传感器和adc。由于adc的要求非常昂贵，这对于开关频率很高的dc-dc开关电源来说是一个明显的缺点。因此，期望在数字控制器中消除用于电感电流采样的高速adc和高带宽传感器。


技术实现要素：

6.发明目的：为克服现有技术的局限以及不足，本发明提出了一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，可以在只采样输入和输出电压的情况下，准确的估算出实时的电感电流信息，本发明不需要增加额外的电阻、电容和运放等模拟采样电路，另外不需要用到远高于开关频率的高速adc，可以降低成本、减小电路体积，具有很高的泛用性。
7.技术方案:为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：
8.一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，包括电压采样模块、数据转换模块、开关信号计数模块、电感电压计算模块和数字滤波器模块；电压采样模块输入dc-dc开关电源的输入电压和输出电压，得到输入电压数字量和输出电压数字量，再经过数据转换模块进行运算和位数转换，得到位数相同的转换后的输入电压和转换后的输出电压，输出给电感电压计算模块；节点电压通过比较器和参考电压进行比较，输出实际的开关信号，再通过开关信号计数模块得到占空比，输出给电感电压计算模块；然后电感电压计算模块计算得到电感和寄生阻两端的电压平均值，再经过数字滤波器模块进行滤波，最终得到预估的电感电流。
9.其中，
10.所述电压采样模块包括采样电路和模数转换器(analog to digitalconverter，adc)，采样电路利用分压电阻采样输入电压和输出电压按照比例缩放后的电压，再分别通过单端转差分运放后输出给相应的adc，最终得到输入电压数字量和输出电压数字量。
11.所述数据转换模块接收输入电压数字量和输出电压数字量，按下式运算得到实际的输入电压v
in
和输出电压vo：
[0012][0013][0014]
其中，d
in
[n]为输入电压数字量，do[n]为输出电压数字量，n表示相应数字量处于第n个周期；输入电压和输出电压的adc位数分别为n1和n2，输入范围分别为
±v1
和
±v2
；g1和g2分别为输入采样增益系数和输出采样增益系数；
[0015]
最后通过位数转换将运算得到的输入电压v
in
和输出电压vo转换为相同位数的数字量即转换后的输入电压和转换后的输出电压。
[0016]
所述输入采样增益系数和所述输出采样增益系数分别按照下式计算：
[0017][0018][0019]
其中，r1和r2为输入电压的分压电阻对，r3和r4为输出电压的分压电阻对，a1和a2分别为输入电压和输出电压采样的单端转差分运放的放大系数。
[0020]
所述开关信号计数模块用于检测开关信号并进行计数，将节点电压与参考电压通过比较器进行比较，输出开关信号：若上开关管关断，下开关管导通，此时节点电压为地电
位，节点电压小于参考电压，比较器输出开关信号0；若上开关管导通，下开关管关断，此时节点电压为输入电压，节点电压大于参考电压，比较器输出开关信号1；再通过高频计数器计数一个固定周期ts内开关信号为1的次数，每个周期输出一次占空比。
[0021]
所述占空比按下式计算：
[0022]
duty[n]＝kn/m
[0023]
其中，duty[n]为占空比，m为固定周期ts内允许计数总次数，kn为第n个固定周期ts内开关信号计数值。
[0024]
所述电感和寄生阻两端的电压平均值按下式计算：
[0025]vil
[n]＝duty[n]
·vin
[n]-vo[n]
[0026]
其中，v
il
[n]为电感和寄生阻两端的电压平均值，v
in
[n]为转换后的输入电压，vo[n]为转换后的输出电压。
[0027]
有益效果：与现有技术相比，本发明的优点及显著效果：
[0028]
1.本发明所采用的dc-dc开关电源电感电流预估方法，以buck开关电源作为典型应用，相比于传统的电感电流采样方案，不需要使用模拟采样电路，避免了复杂的采样电路设计，大大减小了电流采样的成本；
[0029]
2.本发明所采用的用于计算电感电流的数字滤波器方案，相对于传统的滤波方案，可以有效减小输入电压和输出电压的采样频率，避免了使用昂贵的高速adc，并且通过计数取平均值的方法，只需要在多个计数周期内完成一步运算，大大提高了单步运算的周期，能够有效降低算法对于计算速度的要求；
[0030]
3.本发明所提出的电感电流预估方法，相对于传统的数字预估方案，不仅能预估电感电流的平均值，还能预估电感电流的纹波值，适用于基于电流纹波的控制电路；另外该电感电流预估方法速度快延迟低，能够快速并准确的跟随电感电流实际值变化；
[0031]
4.本发明可以通过纯数字电路实现，该算法可以在不需要添加复杂外围电路的情况后嵌入到多种应用场合，实现电感电流的数字采样，具有高度的灵活性和集成度。
附图说明
[0032]
图1是本发明电感电流预估方法在buck开关电源中应用的系统结构框图；
[0033]
图2是电压采样模块的电路图；
[0034]
图3a是buck开关电源在导通时的开关特性；
[0035]
图3b是buck开关电源在关断时的开关特性；
[0036]
图4是电感电流预估硬件框图；
[0037]
图5是计数和采样的时序图；
[0038]
图6是无限脉冲响应(infinite impulse response，iir)滤波器的设计框图；
[0039]
图7是本发明在buck开关电源中应用的simplis仿真波形图。
[0040]
图中有：输入电压v
in
，输出电压vo，输入电压数字量d
in
[n]，输出电压数字量do[n]，转换后的输入电压v
in
[n]，转换后的输出电压vo[n]，上开关管mos1，下开关管mos2，节点电压v
x
，参考电压v
ref
，占空比duty[n]，电感l，寄生阻r
l
，电感l和寄生阻r
l
两端的电压平均值v
il
[n]，电感电流i
l
[n]。
具体实施方式
[0041]
为了更清楚地说明本发明，下面将结合附图对本发明的技术方案进行进一步解释。
[0042]
图1为本发明中电感电流预估方法在buck开关电源中应用的系统结构框图，包括电压采样模块、数据转换模块、开关信号计数模块、电感电压计算模块和数字滤波器模块；同步整流buck通过控制上开关管mos1和下开关管mos2两个开关管的导通和关断时间来控制输出电压。其中，电压采样模块输入dc-dc开关电源的输入电压v
in
和输出电压vo，得到输入电压数字量d
in
[n]和输出电压数字量do[n]，再经过数据转换模块进行运算和位数转换，输出对应输入电压v
in
和输出电压vo模拟量的数字量即转换后的输入电压v
in
[n]和转换后的输出电压vo[n]；上开关管mos1和下开关管mos2中间节点的节点电压v
x
通过比较器和参考电压v
ref
进行比较，输出实际的开关信号sw，再通过开关信号计数模块计数一个周期内开关信号sw为1的次数，从而得到占空比duty[n]；以上数字量通过电感电压计算模块输出固定周期内电感l和寄生阻r
l
两端的电压平均值v
il
[n]，再经过无限脉冲响应(infinite impulse response，iir)数字滤波器模块进行滤波，最终输出预估的电感电流i
l
[n]，其中n表示的是相应数字量处于第n个周期。
[0043]
若数字滤波器的极点系数和电路中的电感l和寄生阻r
l
参数相匹配，数字滤波器最终可以输出一个固定周期ts内预估的电感电流i
l
[n]，若数字滤波器采样周期ts远小于开关周期t
sw
，则最终输出的电感电流i
l
[n]不仅包含实际电感电流i
l
的平均值i
l_a
还反映了实际电感电流的纹波信息。
[0044]
图2是电压采样模块的结构图，电压采样模块包括采样电路和模数转换器adc，采样电路通过分压电阻对输入电压v
in
和输出电压vo进行缩放，再经过单端转差分运放对信号进行放大，通过adc输出对应的输入电压数字量d
in
和输出电压数字量do。图2中所示的采样电路最终输出的差分信号可以表示为式(1)和(2)：
[0045][0046][0047]
其中，和是输入电压v
in
经采样电路输出的差分信号，和是输出电压vo经采样电路输出的差分信号，r1和r2为输入电压v
in
的分压电阻对，r3和r4为输出电压vo的分压电阻对，a1和a2分别为输入电压v
in
和输出电压vo采样的单端转差分运放放大系数。
[0048]
可以得到：
[0049][0050][0051]
其中，g1和g2分别为输入信号v
in
的输入采样增益系数和输出信号vo的输出采样增益系数。
[0052]
考虑到在后续计算中需要在同一单位下对输入电压v
in
和输出电压vo进行计算，而
电压采样模块对于输入电压v
in
和输出电压vo的采样放大倍数不同，另外由于输出电压vo的采样精度要求往往要高于输入电压v
in
，用于采样输入电压v
in
和输出电压vo的adc位数也不同，因此数据转换模块需要按照式(5)和(6)对adc输出的输入电压数字量d
in
[n]和输出电压数字量do[n]进行初步计算后才能用于后面的运算：
[0053][0054][0055]
其中，输入电压v
in
和输出电压vo的adc位数分别为n1和n2，输入范围为
±v1
和
±v2
。
[0056]
数据转换模块最后通过位数转换将运算得到的输入电压v
in
和输出电压vo转换为相同位数的数字量即转换后的输入电压v
in
[n]和转换后的输出电压vo[n]。
[0057]
若buck变换器是理想且无损的，则上开关管mos1和下开关管mos2中间节点的节点电压平均值v
x_ave
和输出电压平均值v
o_ave
是相等的。但是，在实际情况下，考虑寄生阻r
l
时，输出电压平均值v
o_ave
和节点电压平均值v
x_ave
以及电感电流平均值i
l_a
之间的关系由(7)给出：
[0058][0059]
其中，t
sw
是开关周期，r
l
为寄生阻阻值。
[0060]
上式假设输入电压v
in
和输出电压vo信息可用，并且它们在一个开关周期t
sw
内是常数，这是上述公式用于电流预估时必须满足的一个重要条件。在不定频控制中，开关周期t
sw
会随着工况的变化发生改变，然而在数字控制系统中，很难用数字方案实现在一个不确定的周期内对某个值求平均。为了解决上述问题，可以将一个开关周期t
sw
切换成多个等长时间的小固定周期ts，频率为fs。尽管在不定频控制中，开关周期t
sw
不固定，但是可以只计算每个小固定周期ts内电感电流平均值，假设上开关管mos1在固定周期ts内导通时间为t
on
，并且不考虑开关管的导通电阻，则固定周期ts内电感电流平均值i
l_a
表示为(8)：
[0061][0062]
其中，v
in_ave
为输入电压平均值。
[0063]
从(8)中可以看出，在一个周期内节点电压平均值v
x_ave
取决于上开关管mos1在固定周期ts内的导通时间t
on
。对于理想的开关电源buck变换器，pwm信号和节点电压v
x
具有相同的电压时序分布，pwm信号脉冲宽度的变化可以表示电感电流的变化，因此可以利用pwm信号的导通时间来估算电感电流。通过提供转换后的输入电压v
in
[n]和转换后的输出电压vo[n]给数字控制器，再依靠数字控制器内部生成的脉宽调制信号，很容易在数字控制器内部估算出电感电流平均值。对于电感电流纹波值的计算，通过公式(9)在控制器内部实现。
[0064][0065]
其中，δi
l_a
为电感电流纹波值，l为电感值。
[0066]
上述方案在忽略buck开关电源开关延时的情况下实行的，在实际应用中，随着负载电流和开关频率的增加，pwm信号和节点电压v
x
之间的开关延时td非线性增加，利用pwm信号进行电流预估会产生很大的估算误差。
[0067]
图3给出了buck开关电源的mosfet导通和关断时的开关特性，图中绘制了上开关管mos1的栅源电压v
gs
、源漏电流i
ds
、源漏电压v
ds
和节点电压v
x
在开关时的变化曲线，其中v
th
为开关管阈值电压，v
pwm
为pwm驱动信号电压。参考图3(a)，当pwm信号由0v变为12v后，经过导通延时tr时间延时后节点电压v
x
才上升到输入电压12v；参考图3(b)，当pwm信号有12v变为0v后，经过关断延时tf时间延时节点电压v
x
才下降到0。在上开关管mos1导通期间，开关延时td的一部分取决于电感电流(t2～t3)，电感电流越大，这部分延时越大；在上开关管mos1关断期间，延时对电感电流的依赖性较小(t3～t4)。导通延时tr和关断延时tf并不相同，且和电感电流呈非线性关系，最终导致pwm信号的脉冲宽度和实际节点电压之间存在一定差异。在实际应用中，节点电压v
x
不使用pwm信号计算，可以使用简单的比较器来检测节点电压v
x
电平变化，将节点电压v
x
同参考电压v
ref
进行比较，再将该信息作为一位开关信号sw提供给数字控制器，由于比较器的延迟是固定的，因此节点电压v
x
的变化可以在数字控制器中真实再现。
[0068]
本实施例中开关信号计数模块用于检测开关信号并进行计数，将节点电压v
x
与参考电压v
ref
通过比较器进行比较，输出开关信号sw：若上开关管mos1关断，下开关管mos2导通，此时节点电压v
x
为地电位，节点电压v
x
小于参考电压v
ref
，比较器输出开关信号sw为0；若上开关管mos1导通，下开关管mos2关断，此时节点电压v
x
为输入电压v
in
，节点电压v
x
大于参考电压v
ref
，比较器输出开关信号sw为1；再通过高频计数器计数一个固定周期ts内开关信号sw为1的次数，每个周期输出一次占空比duty[n]。
[0069]
图4是电感电流预估的硬件框图，比较器输出的开关信号sw通过计数器进行计数，计数时钟周期为250m时钟，其中clk_s为通过计数器分频后的时钟，分频的时钟周期为周期ts，每个固定周期ts结束输出一次开关信号sw计数结果cnt_on[4:0]，周期开始时计数置零。分频后的时钟固定周期ts作为iir数字滤波器的采样周期。
[0070]
图5是电感电流预估算法中开关信号sw计数和数字滤波器采样的时序图，其中开关信号sw通过比较器输入给数字控制器，开关信号sw以最高的频率clk_cnt进行计数，数字滤波器采用较低频率clk_s作为采样频率，计数频率clk_cnt是采样频率clk_s的m倍。在第n个采样周期ts内，如果m个clk_cnt周期中检测到sw高电平的周期数为kn次，则可以计算出该采样周期内电感l和寄生阻r
l
两端的电压平均值v
il
[n]，如式(10)所示。
[0071][0072]
其中，
[0073]
在连续域中，电感电流i
l
表示成s域表达式，如(11)所示。将s域表达式离散化，通过双线性变换，最终可以得到(12)所示的差分方程形式。
[0074][0075]il
[n]＝c1·il
[n-1]+c2·
(v
il
[n]+v
il
[n-1])
ꢀꢀꢀ
(12)
[0076]
[0077][0078]
其中，i
l
表示连续域中电感电流瞬时值，i
l
[n]表示离散域中第n个采样周期的电感电流，也就是数字滤波器估计的电感电流，v
il
表示连续域中电感l和寄生阻r
l
两端的电压瞬时值，v
il
[n]表示离散域中第n个采样周期的电感l和寄生阻r
l
两端的电压平均值；c1和c2为数字滤波器系数。
[0079]
图6是一阶iir滤波器的数字设计框图，上述差分方程可以通过一阶的iir滤波器实现，由于数字滤波器系数c1和c2为小数形式，在数字实现过程中需要对数据左移n位，即等比例放大2n倍后变为c1和c2。电感l和寄生阻r
l
两端的电压平均值v
il
[n]作为输入，经过延时单元输出v
il
[n-1]作为上一个采样周期的输入，其中，第n个周期表示当前周期，则第n-1个周期表示上一个周期；电感电流i
l
[n]作为输出，经过延时单元输出i
l
[n-1]作为上一个采样周期的输出。其中，c1和c2在一定工况下为固定的值，因此乘法器的实现均可通过移位的方法，提高运算速度。由于滤波器系数在计算过程中按照比例放大了，因此最终输出需要经过一级除法器，可以采用右移n位的方式实现除法。
[0080]
图7是本发明在buck开关电源中应用的simplis仿真波形图，其中pwm为上开关管mos1控制信号波形，i_buck为电感电流实际值，il_est为电感电流预估值，可以看出通过电感电流预估值能够准确还原实际电感电流平均值和纹波值。
[0081]
以上内容是结合图示对本发明所做的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，以上所述仅是本发明的优选实施方式。对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

技术特征：
1.一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，包括电压采样模块、数据转换模块、开关信号计数模块、电感电压计算模块和数字滤波器模块；电压采样模块输入dc-dc开关电源的输入电压(v
in
)和输出电压(v
o
)，得到输入电压数字量(d
in
[n])和输出电压数字量(d
o
[n])，再经过数据转换模块进行运算和位数转换，得到位数相同的转换后的输入电压(v
in
[n])和转换后的输出电压(v
o
[n])，输出给电感电压计算模块；节点电压(v
x
)通过比较器和参考电压(v
ref
)进行比较，输出实际的开关信号，再通过开关信号计数模块得到占空比(duty[n])，输出给电感电压计算模块；然后电感电压计算模块计算得到电感(l)和寄生阻(r
l
)两端的电压平均值(v
il
[n])，再经过数字滤波器模块进行滤波，最终得到预估的电感电流(i
l
[n])。2.根据权利要求1所述的一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，所述电压采样模块包括采样电路和模数转换器(analog to digitalconverter，adc)，采样电路利用分压电阻采样输入电压(v
in
)和输出电压(v
o
)按照比例缩放后的电压，再分别通过单端转差分运放后输出给相应的adc，最终得到输入电压数字量(d
in
[n])和输出电压数字量(d
o
[n])。3.根据权利要求1所述的一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，所述数据转换模块接收输入电压数字量(d
in
[n])和输出电压数字量(d
o
[n])，按下式运算得到实际的输入电压v
in
和输出电压v
o
：：其中，d
in
[n]为输入电压数字量，d
o
[n]为输出电压数字量，n表示相应数字量处于第n个周期；输入电压(v
in
)和输出电压(v
o
)的adc位数分别为n1和n2，输入范围分别为
±v1
和
±v2
；g1和g2分别为输入采样增益系数和输出采样增益系数；最后通过位数转换将运算得到的输入电压v
in
和输出电压v
o
转换为相同位数的数字量即转换后的输入电压(v
in
[n])和转换后的输出电压(v
o
[n])。4.根据权利要求3所述的一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，所述输入采样增益系数和所述输出采样增益系数分别按照下式计算：输入采样增益系数和所述输出采样增益系数分别按照下式计算：其中，r1和r2为输入电压(v
in
)的分压电阻对，r3和r4为输出电压(v
o
)的分压电阻对，a1和a2分别为输入电压(v
in
)和输出电压(v
o
)采样的单端转差分运放的放大系数。5.根据权利要求1所述的一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，所述开关信号计数模块用于检测开关信号并进行计数，将节点电压(v
x
)与参考电压(v
ref
)通过比较器进行比较，输出开关信号：若上开关管(mos1)关断，下开关管(mos2)导通，此时节点电压(v
x
)为地电位，节点电压(v
x
)小于参考电压(v
ref
)，比较器输出开关信号0；若上开关管
(mos1)导通，下开关管(mos2)关断，此时节点电压(v
x
)为输入电压(v
in
)，节点电压(v
x
)大于参考电压(v
ref
)，比较器输出开关信号1；再通过高频计数器计数一个固定周期t
s
内开关信号为1的次数，每个周期输出一次占空比(duty[n])。6.根据权利要求5所述的一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，所述占空比按下式计算：duty[n]＝k
n
/m其中，duty[n]为占空比，m为固定周期t
s
内允许计数总次数，k
n
为第n个固定周期t
s
内开关信号计数值。7.根据权利要求1所述的一种dc-dc开关电源的电感电流预估方法，其特征在于，所述电感(l)和寄生阻(r
l
)两端的电压平均值(v
il
[n])按下式计算：v
il
[n]＝duty[n]
·vin
[n]-v
o
[n]其中，v
il
[n]为电感(l)和寄生阻(r
l
)两端的电压平均值，v
in
[n]为转换后的输入电压，v
o
[n]为转换后的输出电压。

技术总结
本发明公开了一种DC-DC开关电源的电感电流预估方法，包括电压采样模块、数据转换模块、开关信号计数模块、电感电压计算模块和数字滤波器模块；输入电压和输出电压经过电压采样模块和数据转换模块，得到位数相同的转换后的输入电压和转换后的输出电压；节点电压与参考电压进行比较，再通过开关信号计数模块得到占空比；然后电感电压计算模块输出电感和寄生阻两端的电压平均值，再经过数字滤波器模块最终得到预估的电感电流；本发明在只采样输入和输出电压的情况下，能准确估算出实时电感电流，且不需要增加额外的电阻、电容和运放等模拟采样电路，不需要远高于开关频率的高速ADC，可降低成本、减小电路体积，具有很高泛用性。具有很高泛用性。具有很高泛用性。


技术研发人员：徐申 杨晨曦 钱毅杰 刘玉洁 于利民 孙伟锋 时龙兴
受保护的技术使用者：东南大学—无锡集成电路技术研究所
技术研发日：2021.11.30
技术公布日：2022/3/8